隨著高亮度發光二極管(HB-LED)在光輸出、能效及成本方面的全面改善，同時結合小巧、低壓工作及環保等眾多優勢，LED照明(也稱固態照明(SSL))正在掀起一場照明革命。而在節能環保的趨勢下，LED照明自然也成為眾多規范機構所瞄準的目標。如美國能源部“能源之星”項目的1.1版固態照明標準自2009年2月開始生效，中國的中國標準化研究院也在牽頭攜手相關機構，準備在2010年發布中國版本的LED照明能效標準。
就“能源之星”的新版固態照明標準而言，這標準的一項重要特點是要求多種住宅照明產品的功率因數最低要達到0.7，其中的一些典型產品有便攜式臺燈、櫥柜燈及戶外走廊燈等。這類LED照明應用的功率一般在1到12 W間，屬于低功率應用。這類低功率應用最適宜的電源拓撲結構是隔離型反激拓撲結構。不利的是，現有用于設計這些電源的標準設計技術通常使得功率因數(PF)僅在0.5至0.6的范圍。本文將分析現有設計功率因數低的原因，探討改善功率因數的技術及解決方案，介紹相關設計過程及分享測試部分數據，顯示這參考設計如何輕松符合“能源之星”固態照明規范對住宅LED照明應用功率因數的要求。
設計背景
典型離線反激電源轉換器在開關穩壓器前面采用全波橋整流器及大電容，選擇這種配置的原因是每2個線路周期內線路功率降低，直到零，然后上升至下一個峰值。大電容作為儲能元件，填補相應所缺失的功率，為開關穩壓器提供更加恒定的輸入，維持電能流向負載。這種配置的功率利用率或輸入線路波形的功率因數較低。線路電流在接近電壓波形峰值的大幅度窄脈沖處消耗，引入了干擾性的高頻諧波。
業界有關無源(Passive)功率因數校正(PFC)的方案眾多，這些方案通常都使用較多的額外元器件，其中的一種方案就是谷底填谷(valley-fill)整流器，其中采用的電解電容和二極管組合增大了線路頻率導通角，從而改善功率因數。實際上，這個過程利用高線路電壓以低電流給串聯電容充電，然后在較低電壓時以較大電流讓電容放電給開關穩壓器。典型應用使用2個電容和3個二極管，而要進一步增強功率因數性能，則使用3顆電容和6個二極管。
圖1：典型填谷電路。
雖然填谷整流器提高了線路電流的利用率，但并未給開關穩壓器提供恒定的輸入。提供給負載的功率會有較大紋波，達線路電源頻率的2倍。需要指出的是，仍然需要4個二極管來對線路電源整流，使這種方案所用的二極管數量達到7個或10個。這些二極管及多個電解電容增加了方案成本，降低了可靠性，并占用了可觀的電路板面積。
另外一種方案是在反激轉換器前采用有源(Active) PFC段，如NCP1607B。這種方案提供典型性能高于0.98的優異功率因數，但增加了元件數量、降低了效率及增加了復雜性，最適用的功率電平遠高于本應用的功率電平。
解決方案
高功率因數通常需要正弦線路電流，且要求線路電流及電壓之間的相位差極小。修改設計的第一步就是在開關段前獲得極低的電容，從而得到更貼近正弦波形的輸入電流。這使整流電壓跟隨線路電壓，產生更理想的正弦輸入電流。這樣，反激轉換器的輸入電壓就以線路頻率的2倍跟隨整流正弦電壓波形。如果輸入電流保持在相同波形，功率因數就高。提供給負載的能量就是電壓與電流的乘積，是一個正弦平方(sine−squared)波形。由于這種正弦平方波形的能量傳遞，負載將遭遇線路頻率2倍的紋波，本質上類似于填谷電路中出現的紋波。
如上所述，輸入電流必須保持在幾近正弦的波形，從而實現高功率因數。高功率因數的關鍵在于通過將反饋輸入維持在與線路頻率相關的恒定電平，不允許控制環路針對輸出紋波來校正。一種選擇是大幅增加輸出電容，從而減小120 Hz紋波量，某些應用可能要求使用這種方案。如果頻率高于可見光感知范圍，通用照明應用的LED更能容忍紋波。更為緊湊及廉價的方案是濾除返回至PWM轉換器的反饋信號，確立接近恒定的電平。這個電平固定了電源開關中的最大電流。電源開關的電流由施加的瞬態輸入電壓除以變壓器初級電感再乘以電源開關導通時間長度來確定。
安森美半導體的NCP1014LEDGTGEVB評估板經過了優化，可以驅動1到8顆大功率高亮度LED，如Cree XLAMP® XR−E/XP−E、Luxeon™ Rebel、Seoul Semiconductor Z−POWER®或OSRAM Golden Dragon™。這設計基于集成了帶內部限流功能的高壓電源開關的緊湊型固定頻率脈寬調制(PWM)轉換器NCP1014構建。由于NCP1014采用固定頻率工作，電流不能上升到高于某個特定點；這個點由輸入電壓及開關周期或導通時間結束前的初級電感來確定。由于導通時間的限制，輸入電流將跟隨輸入電壓的波形，從而提供更高的功率因數。相關電路圖見圖2。
圖2：NCP1014LEDGTGEVB電路圖。
設計過程
較高的開關頻率可以減小變壓器尺寸，但同時會增加開關損耗。本參考設計選擇了100 kHz版本的NCP1014作為平衡點。這個單片轉換器的能效預計約為75%，因此，要提供8 W輸出功率，預計需要10.6 W的輸入功率。輸入工作電壓范圍是90到265 Vac。NCP1014包含安森美半導體的動態自供電(DSS)電路，藉減少元件數量簡化了啟動。這集成控制器的散熱考慮因素決定了最大輸出功率。電路板上的銅區域會散熱并降溫。當轉換器工作時，反激變壓器上的偏置繞組會關閉DSS，降低轉換器的功耗。較低的工作溫度使更多的電能可以提供給負載。
1)電磁干擾(EMI)濾波器
開關穩壓器從輸入源消耗脈沖電流。有關諧波含量的要求限制了電源輸入電流的高頻分量。通常濾波器由電容和電感組成，可以削弱不良信號。輸入線路上連接的電容以與輸入電壓呈90的異相電流導通，這種轉移電流通過位移輸入電壓與電流之間的相位降低了功率因數，故需要在濾波需求與維持高功率因數之間取得平衡。
根據電磁干擾的屬性及濾波器元件的復雜特性，電容C1和C2起始選擇了100 nF電容。選擇的差分電感L1用于提供L-C濾波器頻率，約為開關頻率的1/10。所使用的電感值是：
實際設計中選擇的是2.7 mH電感，這是一個標準電感值?；谶@個起點，根據經驗來調節濾波器以符合傳導干擾限制。電容C2增加到了220 nF，從而提供干擾限制余量。電阻R1限制浪涌電流，并在出現故障時提供易熔元件。根據應用環境的不同，可能需要熔絲來滿足安全要求。注意在初級總電容較小的情況下浪涌電流較小。
2)初級鉗位
二極管D5、電容C3和電阻R2組成鉗位網絡，控制由反激變壓器泄漏電感造成的電壓尖峰。D5應當是一個快速恢復器件，額定用于應對峰值輸入電壓及反射到變壓器初級上的輸出電壓。600 V額定電流為1 A的MURA160快速恢復二極管是D5的適宜選擇。電容C3必須吸收泄漏的能量，同時電壓只有極小的增加，1.5 nF的電容足以用于這類低功率應用。電阻R3必須耗散泄漏的能量，但并不必須會降低能效。該電阻根據經驗選擇47 kΩ。需要注意的是，該電阻和電容C3的額定電壓是125.5 V。
3)偏置電源
二極管D6對偏置繞組提供的電源整流。200 mA電流時額定電壓為100 V的MMBD914二極管是D6的適宜選擇。初級偏置由電容C4、電阻R3和電容C5來濾波。選擇的C5為2.2 µF，C4為0.1 µF，R3為1.5 kΩ。
4)輸出整流器
輸出整流器必須承受遠高于630 mA平均輸出電
